 |
Статьи : Телевидение / Цифровое телевидение /DVB-TДобавлено пользователем RN6LMR 30.01.2013 в 00:30.
|
|
DVB-T — обозначение стандарта цифрового наземного телевизионного вещания, разработанного в рамках проекта DVB
Стандарт DVB-T для цифрового эфирного ТВ-вещания в диапазоне ДМВ для Европы и других стран был принят в 1996 г. — на два года позже аналогичных стандартов для спутниковых (DVB-S) и кабельных (DVB-C) каналов связи. Эта задержка была вызвана необходимостью применения более сложных технических методов передачи цифровой информации при сохранении приемлемой стоимости цифрового эфирного телевизора, а также из-за не очень высокой коммерческой конъюнктуры ввиду отсутствия свободных ТВ-каналов в диапазоне ДМВ для большинства стран Европы. Снизить стоимость цифрового телевизора возможно за счет применения в стандарте DVB-T апробированных технических решений и технологий, разработанных для систем цифрового спутникового и кабельного вещания. Это требует унификации ряда методов обработки цифровых сигналов в указанных системах. Данная задача была решена путем разработки коммерческих требований к цифровой системе эфирного вещания, на основании которых были выбраны необходимые технические решения. Метод модуляции При цифровом эфирном ТВ-вещании основным разрушающим фактором для цифрового канала являются помехи от многолучевого приема. Этот вид помех весьма характерен для эфирного приема в городах с разноэтажной застройкой из-за многократных отражений радиосигнала от зданий и других сооружений. При многолучевом приеме в декодер поступают две (или более) одинаковые по характеру чередования символов, но сдвинутые по времени цифровые последовательности. Поскольку анализ переданного значения символа "0" или "1" в декодере обычно производится в середине символа, то в случае, если задержка радиосигнала второго луча становится близкой или больше половины длительности символа, происходит резкий рост цифровых ошибок, вплоть до полного разрушения цифрового канала. При стационарном эфирном ТВ-приеме бороться с многолучевостью можно путем применения остронаправленных многоэлементных ТВ-антенн, что обычно и делается в системах коллективного эфирного приема. Но это не решает проблемы полностью, так как при этом нельзя будет гарантировать уверенный прием цифровых ТВ-программ на переносные и перевозимые ТВ-приемники, в которых используются простые ТВ-антенны. Радикальным решением этой проблемы является применение в эфирных каналах ТВ-вещания модуляции COFDM (Coded Orthogonal Division Multiplexing), которая специально разработана для борьбы с помехами при многолучевом приеме. При COFDM используется ортогональное частотное мультиплексирование совместно с помехоустойчивым канальным кодированием. Сочетание канального кодирования (аббревиатура С) с ортогональным частотным мультиплексированием (аббревиатура OFDM) обозначается как COFDM. Метод COFDM хорошо известен и широко используется в цифровых системах радиовещания (DAB) в Европе, Канаде, Японии и др. При COFDM последовательный цифровой поток преобразуется в большое число параллельных потоков (субпотоков), каждый из которых передается на отдельной несущей. Группа несущих частот, которая в данный момент времени переносит биты параллельных цифровых потоков, называется "символом COFDM". Благодаря тому, что используется большое число параллельных потоков (обычно 1705 или 6817 субпотоков), длительность символа в параллельных потоках получается существенно больше, чем в последовательном потоке данных (соответственно 280 или 1120 мкс — в зависимости от числа используемых субпотоков). Это позволяет в декодере задержать оценку значений принятых символов на время, в течение которого изменения параметров радиоканала из-за действия эхо-сигналов прекратятся, и канал станет стабильным. Таким образом, при COFDM временной интервал символа субпотока Ts делится на две части — защитный интервал D, в течение которого оценка значения символа в декодере не производится, и рабочий интервал символа Tu, за время которого принимается решение о значении принятого символа (рис. 1). Отметим, что для правильной работы системы эхоподавления необходимо, чтобы защитные интервалы находились не в начале, а в конце символов S2, S3 ..., то есть в защитном интервале продолжается модуляция несущей предшествующим символом (рис.1б,г). Для обеспечения оптимального обмена между топологией (конфигурацией построения) сети ТВ-вещания и эффективностью использования радиоспектра применяются разные значения защитного интервала. Благодаря этому система может использоваться для вещания как в одночастотной сети с большой зоной покрытия, так и для малых зон, обслуживаемых одним передатчиком. Для одночастотной радиосети типичным видом эхо-сигналов являются сигналы от соседних по территориальному размещению радиопередатчиков, передающих одинаковые символы COFDM. Эти сигналы не отличаются от классических эхо-сигналов, и их можно оценивать как эхо-сигналы, если они будут поступать в приемник за время защитного интервала D. Таким образом, выбор длительности защитного интервала будет непосредственно влиять на вид проектируемой одночастотной радиосети. Увеличение длительности защитного интервала позволяет увеличить расстояние между соседними радиопередатчиками. С другой стороны, длительность защитного интервала целесообразно выбирать небольшой, так как, с точки зрения теории информации, защитный интервал не используется для передачи полезной информации и его введение уменьшает объем передаваемой информации. Групповой спектр радиосигнала OFDM Такие параметры модема OFDM, как число несущих в групповом спектре, величина их частотного разноса, длительность защитного и рабочего интервала информационного символа, взаимосвязаны и выбираются путем компромиссных решений. При разработке стандарта DVB-T выбор этих параметров оказался наиболее сложным и дискуссионным вопросом. Частотный разнос Df между соседними несущими f1, f2 ... fn в групповом радиоспектре OFDM (рис. 2) выбирается из условия возможности выделения в демодуляторе индивидуальных несущих. При этом возможно применение двух методов частотного разделения (демультиплексирования) несущих. Во-первых, с помощью полосовых фильтров и, во-вторых, с помощью ортогональных преобразований сигналов.  В первом случае частотный разнос между модулированными несущими (рис. 2 а) выбирается таким, чтобы их соседние боковые полосы взаимно не перекрывались. Это условие будет выполнено, если величину частотного разноса выбрать равной Df і 2/Tu , где Tu — рабочий интервал информационного символа (см. рис. 1). Однако при этом эффективность использования радиоспектра будет невысокой. Поэтому в стандарте OFDM выбран ортогональный метод разделения несущих, при котором значение частотного разноса может быть уменьшено в два раза по сравнению с первым методом, за счет чего в два раза повышается плотность передачи цифровой информации (бит/с)/Гц. В нашем случае две модулированные несущие будут ортогональными, если интеграл от их произведения за время длительности рабочего интервала Tu равен нулю. По этой причине при ортогональном методе демодуляции несущих группового спектра взаимные помехи от соседних несущих будут также равны нулю, несмотря на то, что их соседние боковые полосы взаимно перекрываются. Для выполнения условий ортогональности необходимо, чтобы частотный разнос между несущими был постоянен и точно равен значению Df = 1/Tu , то есть на интервале Tu должно укладываться целое число периодов разностной частоты f2 — f1. Выполнение этого соотношения достигается введением в модеме OFDM двух видов сигналов синхронизации: сигналов для синхронизации несущих частот группового спектра и сигналов для синхронизации тактовых частот функциональных блоков демодулятора. Параметры OFDM Основные параметры сигналов OFDM приведены в табл. 1. В стандарте эфирного вещания DVB-T предусмотрены два режима модуляции OFDM, названные режимами 8К и 2К, для которых используются два значения рабочих интервалов информационных символов: Тu1 = 896 мкс — для режима 8К и в 4 раза меньшее значение Тu2 = 224 мкс — для режима 2К. Этим рабочим интервалам соответствуют два значения частотного разноса несущих в групповом спектре OFDM: Df1 =1/896 мкc = 1116 Гц и Df2 = 1/224 мкс = 4464 Гц (рис. 2б, в), при которых в групповом спектре OFDM cодержится n1=6817 для первого режима и n2 = 1705 несущих — для второго режима модуляции. Общая ширина спектра группового сигнала в обоих случаях равна 7,61 МГц (рис. 2б, в). Таблица 1. Основные параметры системы OFDM
Примечания: (*)Тактовый период Т0 =7/64 мкс. (**)Скорость распространения радиоволн с = 3 x 10^5 км/с. Таким образом, видно, что спектр группового сигнала OFDM можно разместить в эфирном радиоканале аналогового телевидения с полосой пропускания 8 МГц, обеспечивая между соседними радиоканалами защитные частотные интервалы по ~0,39 МГц. Это важный момент, так как согласованность спектра группового сигнала OFDM с существующими радиоканалами эфирной сети ТВ-вещания упрощает внедрение цифровой системы телевидения.  Стандартом для каждого режима модуляции предусмотрены 4 относительных значения защитных интервалов, равные 1/4; 1/8; 1/16 и 1/32 длительности рабочего интервала. Соответствующие им абсолютные значения длительностей защитных интервалов и информационных символов в мкс и периодах тактовой частоты Т0 = 7/64 мкс приведены в табл. 1. В этой же таблице указан максимальный территориальный разнос между ТВ-передатчиками одной ТВ-программы в синхронной одночастотной сети эфирного вещания, который может выбираться при проектировании сети в пределах от 67,2 до 8,4 км и от 16,8 до 2,1 км соответственно для режимов модуляции 8К и 2К. Остановимся на причинах, по которым в стандарте эфирного вещания были приняты два варианта режимов модуляции (8К и 2К), поскольку эти факторы необходимо учитывать при проектировании такой сети вещания. Режим модуляции 8К позволяет в одночастотной сети эфирного вещания использовать территориальный разнос между передатчиками одинаковых ТВ-программ до 67 км. При этом получается большая зона покрытия, приемлемые мощности ТВ-передатчиков и стандартные высоты антенно-мачтовых сооружений. Экономические преимущества такой сети становятся особенно заметными при организации ТВ-вещания в странах с большими территориями, за счет сокращения общего числа передающих ТВ-станций сети. По этим причинам в стандарт был введен режим модуляции 8К. Технически модем 8К реализуется путем выполнения в модуляторе инверсного дискретного преобразования Фурье и прямого дискретного преобразования Фурье — в демодуляторе телевизора, для чего требуются процессоры с двоичной емкостью 213 = 8192 = 8К. Однако имеющееся в то время первое поколение таких процессоров не подходило для этих целей ни по быстродействию, ни по стоимости, что не позволяло начать одновременно с принятием стандарта разработку аппаратуры с режимом модуляции 8К [2]. По этой причине было принято решение ввести в стандарт второй — технически более простой режим 2К, для которого уже имелись необходимые процессоры с двоичной емкостью 211 = 2048 = 2К. В итоге был принят общий стандарт с модуляцией 2К и 8К с разным числом несущих. Спецификация стандарта 2К позволяла начать внедрение цифрового эфирного вещания сразу, а спецификация стандарта 8К могла быть реализована позднее, после разработки соответствующего процессора. Отметим, что с появлением процессоров 8К и необходимости построения сети эфирного вещания с большой зоной покрытия, что характерно для Российской Федерации, предпочтение необходимо отдать режиму модуляции 8К и использовать его при создании отечественной сети цифрового эфирного вещания. Модуляция несущих в групповом сигнале OFDM Стандартом предусмотрено, что в модеме OFDM могут быть использованы следующие виды модуляции несущих группового сигнала: квадратурная фазовая модуляция (4-FM), 16- и 64-уровневая квадратурная амплитудная модуляция (16-QAM или 64-QAM) с равномерным или неравномерным расположением вершин векторов сигнала в кодовом пространстве сигналов. Выбор конкретного вида модуляции из указанных производится в зависимости от требуемой скорости передачи данных с учетом избыточности, необходимой для их помехоустойчивого кодирования. Эту избыточность легко оценить, исходя из того, что при помехоустойчивом кодировании в модеме используются сверточные коды с относительными скоростями: 1/2, 2/3, 3/4, 5/6, 7/8, в результате чего скорость цифрового потока после помехоустойчивого кодирования увеличится в число раз, равное единице, деленной на относительную скорость кода. То есть, например, при использовании сверточного кода 3/4, скорость цифрового потока возрастает в 4/3=1,33 раза. Данные, необходимые для выбора вида модуляции в зависимости от требуемой скорости цифрового потока для различных значений относительной скорости сверточного кода и относительной длительности защитного интервала в информационном символе, приведены в табл. 2. Данные этой таблицы не зависят от режима модуляции 8К или 2К, так как при переходе от режима 8К к режиму 2К с уменьшением числа несущих в 4 раза одновременно в 4 раза увеличивается скорость передачи данных на каждой несущей. В табл. 2 также указаны необходимые значения отношения сигнал/шум в эфирном радиоканале для двух случаев эфирного приема — на стационарную, многоэлементную ТВ-антенну и на простую антенну переносного телевизора. Приведенные значения отношения сигнал/шум обеспечивают получение коэффициента ошибок 2 x 10-4 на выходе декодера сверточного кода. Окончательный выбор перечисленных параметров системы цифрового вещания делается путем анализа нескольких альтернативных вариантов. Таблица 2. Скорость передачи данных при неиерархической модуляции 8К и 2К
Поясним порядок пользования данными табл. 2 на примере. Допустим, что необходимо передать в одном радиоканале 4 ТВ-программы с высоким качеством изображения. В этом случае скорость цифрового потока для одной ТВ-программы может быть выбрана в пределах 7...8 Мбит/с, и соответственно для 4-х ТВ-программ необходимо передать цифровой поток 28...32 Мбит/с. Исходя из этих данных по табл. 2 находим, что необходимую нам скорость можно получить используя 64-QAM, так как два других вида модуляции 16-QAM и 4-FM не обеспечивают необходимых значений скорости. Отметим, что при модуляции 64-QAM для рассматриваемого случая имеется несколько альтернативных вариантов с приемлемыми значениями скоростей цифровых потоков (см. табл. 2): 29.27; 30.16; 29.03; 30.74; 31.67 Мбит/с, отличающихся значениями относительной скорости сверточного кода: С(5/6) и С(7/8) и относительными длительностями защитных интервалов (D/Tu): 1/8; 1/16;1/32. При этом, поскольку параметр D/Tu определяет максимальное расстояние между ТВ-передатчиками в сети вещания (см. табл. 1), а параметр C зависит от выбора мощности ТВ-передатчиков сети, то их значения выбираются путем анализа нескольких вариантов построения проектируемой сети. Пространство сигналов При квадратурной фазовой (4-FM) и амплитудной модуляции (16-QAM и 64-QAM) сигнал несущей получается путем модуляции и суммирования двух квадратурных сигналов: coswt и sinwt. Эти сигналы при анализе систем квадратурной модуляции удобно представлять в виде двух квадратурных векторов I и Q, полагая, что вектор I совпадает с осью абсцисс и называется синфазным вектором, а вектор Q совпадает с осью ординат и называется квадратурным вектором. При этом фаза вектора I принимается за нулевую фазу и относительно нее производится оценка фазовых положений векторов модулированного сигнала. Поскольку при математическом анализе квадратурно модулированных сигналов используются комплексные функции, в которых сигнал coswt является действительной частью функции, а сигнал sinwt — мнимой частью функции и, кроме того, общепринятым считается, что по оси абсцисс откладываются действительные числа, а по оси ординат — мнимые, то в системе координат I и Q вектору I соответствует сигнал coswt, а вектору Q — сигнал sinwt. Пространство сигналов модулированной несущей представляет собой дискретные положения вершин суммарного вектора (I+Q) в системе координат I и Q.  В системе OFDM при использовании модуляции 4-FM вектора I и Q имеют одинаковые и постоянные амплитуды, дискретно меняются только фазы, которые могут принимать значения 0° или 180° — для вектора I и 90° или 270° — для вектора Q. При этом вершины суммарного вектора (I+ Q) при переходе от одного фазового положения в другое описывают окружность (рис. 3а). По сравнению с 4-FM применение КАМ позволяет увеличить скорость передачи данных в 2 раза — для 16-QAM и в 3 раза — для 64-QAM. При применении КАМ вектора I и Q принимают указанные выше фиксированные значения фазы, что и при 4-FM, и, кроме того, дискретно модулируются по амплитуде. При этом в стандарте предусмотрены два вида дискретизации амплитуд векторов I и Q — с равномерным и неравномерным шагом дискретизации амплитуды.  Первый случай называется неиерархическим режимом модуляции, и он обеспечивает одинаковую помехоустойчивость для всех передаваемых кодовых комбинаций. В этом режиме модуляции амплитуды векторов I и Q принимают по 4 фиксированных значения, равных (-3; -1; +1; +3) шагов дискретизации амплитуды — для 16-QAM (рис. 4а) и по 8 — фиксированных значений, равных (-7; -5; -3; -1; +1; +3; +5; +7) шагов дискретизации амплитуды — для 64-QAM (рис. 4б). Отметим сходство модуляции 4-FM с КАМ. При 4-QAM вершины суммарного вектора (I + Q) лежат в вершинах квадрата (см. рис. 3б), который вписывается в окружность 4-FM (см. рис. 3а), т.е. пространства сигналов 4-FM и 4-QAM совпадают. Таким образом, если выбрать одинаковые манипуляционные коды, то сигналы 4-FM и 4-QAM можно будет формировать и демодулировать одними и теми же устройствами, что полезно использовать при создании унифицированного модема OFDM для нескольких видов модуляции. Применение иерархического метода модуляции позволяет повысить живучесть системы цифрового вещания при неблагоприятных условиях эфирного приема (например, прием при низкой напряженности радиополя, наличие помех от других радиослужб, прием на комнатную антенну и т.п.). В этом случае передаваемый цифровой поток разбивается на два потока. Скорость первого потока выбирается равной: 1/2 при 16-QAM и 1/3 при 64-QAM от скорости основного потока. (При этом скорость 2-го потока составит, соответственно, 1/2 или 2/3 от скорости основного потока.) Первый поток кодируется с более высокой помехоустойчивостью, и в нем передается наиболее значимая часть информации, например, старшие разряды видео- и звукоданных. Второй поток кодируется с меньшей помехоустойчивостью и используется для передачи менее значимой части информации. При этом разница в отношении сигнал/шум для пороговых точек демодуляции первого и второго потока выбирается в пределах 10 ... 15 дБ. При иерархической модуляции целесообразно использовать более высокие профили стандарта MPEG-2, т.е. вместо основного профиля стандарта MPEG-2 применить профиль с масштабируемым отношением сигнал/шум или специально масштабируемый профиль, при которых живучесть системы при неблагоприятных условиях приема повышается за счет снижения отношения сигнал/шум и четкости ТВ-изображения. В итоге при неблагоприятных условиях, когда не удается демодулировать второй цифровой поток, ТВ-изображение на экране телевизора сохраняется, хотя и воспроизводится с ухудшенным качеством (повышенным уровнем шумов и пониженной четкостью). С улучшением условий приема качества изображения полностью восстанавливается. Пространство сигналов 16- и 64-QAM при иерархической модуляции Переход к иерархической модуляции осуществляется за счет применения двух значений шага дискретизации при дискретизации амплитуд векторов I и Q. Меньшее значение шага дискретизации d1 остается таким же, как и при неиерархической модуляции, а большее значение шага дискретизации d2 выбирается в 2 или 4 раза больше d1, т.е. d2= a x d1, где a = 2 или 4. Пространство сигналов 16- или 64-QAM строится следующим образом. Первые от начала координат точки по положительным и отрицательным направлениям осей I и Q имеют фиксированные амплитуды, равные d2/2. Остальные точки на указанных осях имеют фиксированные значения амплитуд, следующих с шагом дискретизации d1.  На рис. 5 показаны дискретные значения амплитуд векторов I и Q при иерархической 64-уровневой КАМ. Каждый вектор может иметь 8 фиксированных амплитуд равных или (-8, -6, -4, -2, +2, +4 , +6, +8) шагов дискретизации d1 при a = 2, или (-10, -8, -6, -4, +4, +6, +8, +10) шагов дискретизации d1 при a = 4. В случае 16-уровневой КАМ число фиксированных значений амплитуд векторов I и Q уменьшается до 4, и эти дискретные значения будут совпадать с вышеуказанными на интервалах от (-4, -2, +2, +4) при a = 2 и от (-6, -4, +4, +6) при a = 4. При модуляции амплитуды векторов I и Q могут в произвольном порядке принимать одно из 4 (при 16-QAM) и одно из 8 (при 64-QAM) указанных фиксированных значений. В итоге в пространстве сигналов 16/64-QAM будут присутствовать 16 или 64 суммарных вектора (I + Q), расстояние между вершинами которых будет максимальным при значениях амплитуд векторов (I, Q) равных: (2,2); (2,-2); (-2,2); (-2,-2) — для случаев 16/64-QAM a = 2, и (4,4); (4,-4); (-4,4); (-4,-4) — для случаев 16/64-QAM a = 4. Эти кодовые комбинации будут обладать максимальной помехоустойчивостью, и их необходимо использовать при передаче наиболее значимой части информации. Манипуляционные коды При указанных видах квадратурной модуляции в пространстве сигналов I и Q имеется соответственно 4; 16 и 64 фиксированных положений вектора (I + Q). Каждому такому положению вектора соответствует определенная кодовая комбинация, состоящая из 2 бит при 4-FM и соответственно из 4 и 6 бит при 16/64-QAM, и эти комбинации бит называются манипуляционным кодом. При выборе манипуляционного кода необходимо исходить из двух основных требований: обеспечения максимальной помехоустойчивости модема OFDM и простоты технической реализации операций кодирования-декодирования. При используемых в сети эфирного цифрового вещания отношениях сигнал/шум наиболее вероятным от действия помех будет сбой истинного положения вектора несущей (см. рис. 3а, б) в одно из ближайших соседних положений по горизонтали или вертикали. Например, несущая из положения (0,0) перейдет в положение (0,1) или (1,0), так как сбой по диагональным направлениям, например, переход из положения (0,0) в положение (1,1), требует более высокого уровня помехи. В этих условиях число цифровых ошибок будет минимальным, если соседние по горизонтальным и вертикальным направлениям пространства сигналов 4-FM и 16/64-QAM комбинации манипуляционного кода будут отличаться друг от друга только в одном символе. Например, если переданное значение кодовой комбинации было (0,0) (см. рис. 3а, б), а после сбоя положения несущей из-за действия помех, она была принята и декодирована как (0,1) или (1,0), то произойдет только одна цифровая ошибка, так как другой бит будет декодирован без ошибки. Ясно, что ошибки декодирования при сбое положения несущей будут возникать только в тех битах, за счет которых одна комбинация отличается от другой. Отметим, что существует ряд оптимальных манипуляционных кодов, в которых при движении по горизонтальным и вертикальным направлениям пространства сигналов ФМ или КАМ соседние кодовые комбинации отличаются друг от друга только в одном бите. Поэтому для обеспечения совместимости модемов OFDM, выпускаемых разными фирмами-изготовителями, необходимо стандартизировать один из оптимальных манипуляционных кодов, выбрав такой код, при котором получается более простой техническая реализация модема. С этой целью целесообразно унифицировать отдельные функциональные узлы аппаратуры эфирного, спутникового и кабельного ТВ-вещания и использовать в этих системах одинаковые манипуляционные коды, что и было отражено в стандарте. Отметим, что манипуляционный код модема OFDM для варианта модуляции 4-FM приведен на рис. 3а, и он совпадает с манипуляционным кодом для спутниковых каналов связи [4]. Кроме того, принцип построения манипуляционных кодов при 16- и 64-QAM и соответствующие им пространства сигналов были рассмотрены в журнале, манипуляционные коды соответствуют случаю неиерархической модуляции 16- и 64-QAM модема OFDM. Пространство сигналов модема OFDM при иерархической модуляции 64-QAM для случая a=2 показано на рис. 6. Отметим также, что в случае иерархической модуляции 64-QAM для a=4 порядок расположения кодовых групп по вертикальным и горизонтальным направлениям остается таким же, как на рис. 6, необходимо только изменить шаг дискретизации амплитуд векторов I и Q согласно данным рис. 5б. Структура кадра OFDM При выборе структуры кадра необходимо обеспечить, во-первых, быстрое вхождение в синхронизм демодулятора цифрового телевизора, с тем чтобы не вызвать чувства раздражения у телезрителей в моменты переключения телевизора с одной программы на другую. Во-вторых, формат кадра OFDM должен быть согласован с форматом транспортного пакета MPEG-2 (длительность пакета 204 байта), с тем чтобы взаимные преобразования этих форматов в модеме могли быть выполнены простыми техническими средствами. В результате учета этих требований в стандарте OFDM была принята двухступенчатая структура передачи данных в виде супер-кадра, состоящего из 4 кадров OFDM. При этом в одном супер-кадре содержится целое число транспортных пакетов MPEG-2, что позволяет производить взаимные преобразования форматов транспортных пакетов и супер-кадра OFDM без введения в модем OFDM стаффинг-синхронизации. В то же время наличие в супер-кадре 4 кадров повышает в 4 раза скорость передачи сигналов синхронизации, за счет чего обеспечивается приемлемое время вхождения в синхронизм демодулятора телевизора.  Структура кадра OFDM показана на рис. 7. Кадр состоит из 68 символов OFDM, которым присвоены номера от 0 до 67. Длительность кадра равна TF=68TS , а значения TS (длительности информационных символов) для различных режимов работы приведены в табл.1. Кадр содержит для режимов модуляций 8К и 2К, соответственно, 6817 и 1705 несущих. Для работы приемного устройства необходимо совместно с информационными символами передавать опорные сигналы, во-первых, сигналы для фазовой автоподстройки опорных частот демодулятора, во-вторых, — сигналы тактовой синхронизации функциональных блоков демодулятора, в-третьих, — сигналы для оценки состояния эфирного радиоканала, в-четвертых, — сигналы управления демодулятором, содержащие информацию о используемых режимах модуляции. Для этих целей в каждом символе OFDM для режимов модуляции 8К и 2К выделено, соответственно, 769 и 193 опорных несущих, которые по сравнению с информационными несущими передаются с повышенной на 2,5 дБ мощностью. Для фазовой автоподстройки опорной сетки когерентных частот демодулятора используются так называемые фиксированные опорные несущие, частотные позиции которых в каждом символе OFDM постоянны.  Всего для этой цели в режимах 8К и 2К используется соответственно 177 и 45 фиксированных несущих. Номера выделенных для этих целей несущих заданы в виде таблицы [3], в которой первый и последний номер совпадает со значениями Кmin и Кmax (рис. 7). Фиксированные несущие модулируются опорной псевдослучайной последовательностью. Для повышения живучести системы OFDM и снижения числа цифровых ошибок в демодуляторе ведется оценка текущего состояния амплитудно-частотной характеристики сквозного радиоканала модема, на основании чего производится расчет текущей переходной характеристики радиотракта и выбирается оптимальный временной интервал ("временное окно") для декодирования информационных сигналов. Для этой цели используются так называемые рассредоточенные опорные несущие, частотные позиции которых смещаются при переходе от одного символа OFDM кадра к другому символу OFDM (см. рис. 7). Причем эти изменения номеров рассредоточенных несущих производятся с периодом 4 символа OFDM, т.е., например, частотные позиции рассредоточенных несущих в символе OFDM c номером 0 и номером 4 совпадают. В результате такого периодического сдвига частот рассредоточенных опорных несущих происходит более точное частотное сканирование сквозной АЧХ радиотракта модема. Для этой цели используются в режимах 8К/2К соответственно 524 и 131 рассредоточенных опорных несущих, которые модулируются опорной псевдослучайной последовательностью. Кроме того, для передачи сигналов управления демодулятором в режимах 8К и 2К используются соответственно 68 и 17 рассредоточенных несущих, положения которых в кадре OFDM заданы в виде таблицы. Канальное кодирование Канальное кодирование используется для повышения помехоустойчивости системы цифрового эфирного вещания и согласования форматов передачи данных кадра OFDM и транспортных пакетов MPEG-2. Канальный кодек включает в себя систему внешнего и внутреннего кодирования модема. Такая структура кодека позволяет унифицировать ряд его функциональных узлов для эфирных, спутниковых и кабельных систем цифрового вещания за счет того, что общие для этих систем вещания операции по обработке данных выполняются во внешней системе кодирования, а дополнительная обработка данных, зависящая от вида модуляции и среды передачи, выполняется в составе внутренней системы кодирования модема. Такая унификация дает экономический эффект и сокращает сроки внедрения, так как в этом случае для создания аппаратуры цифрового эфирного вещания можно использовать новые технологии и специализированные интегральные схемы, разработанные для систем спутникового и кабельного цифрового вещания. По этой причине в стандарте эфирного цифрового вещания было принято, что используемые во внешней системе канального кодирования модема OFDM структура цикла обработки данных, методы скремблирования, помехоустойчивого кодирования кодом Рида-Соломона и сверточного перемежения данных остаются такими же, как и в системах цифрового спутникового и кабельного вещания. Кроме того, во внутренней системе канального кодирования модема OFDM используется тот же метод сверточного кодирования, который принят в системе цифрового спутникового вещания. Кратко поясним выполняемые ими функции в модеме OFDM. Внешнее канальное кодирование Цикл обработки данных в системе внешнего канального кодирования модема OFDM синхронен с частотой передачи транспортных пакетов MPEG-2 и включает в себя группу из 8 транспортных пакетов по 188 байтов каждый. Для введения сигнала цикловой синхронизации в первом транспортном пакете цикла производится инверсия символов стартовой синхрогруппы пакета. В остальных семи транспортных пакетах цикла стартовые синхрогруппы не инвертируются. Скремблирование вводится для устранения длинных серий "0" или "1" в транспортных пакетах MPEG-2, за счет чего обеспечивается устойчивая работа системы тактовой синхронизации приемного устройства. При этом, чтобы не нарушить в демодуляторе цикловую синхронизацию, стартовые синхрогруппы транспортных пакетов скремблированию не подвергаются. Помехоустойчивое кодирование транспортных пакетов MPEG-2 выполняется совместно со стартовыми синхрогруппами пакетов и производится кодом Рида-Соломона (204, 188, 8), что позволяет скорректировать 8 пакетов цифровых ошибок размером по 1 байту. После такого кодирования длительность транспортного пакета возрастает с 188 до 204 байтов. Перемежение данных вводится для защиты от пакетов цифровых ошибок размером больше 1 байта. С этой целью производится перестановка двух соседних байтов транспортного пакета на глубину перемежения 12 байтов. При этом, чтобы не нарушить в демодуляторе цикловую синхронизацию, стартовые синхрогруппы в транспортных пакетах перемежению не подвергаются и остаются на своих временных позициях. Внутреннее канальное кодирование Внутреннее канальное кодирование модема OFDM вводится с целью защиты передаваемой информации, во-первых, от селективных замираний несущих в групповом сигнале OFDM при работе в синхронной одночастотной сети ТВ-вещания. Во-вторых, для защиты от помех при многолучевом приеме в переносных ТВ-приемниках, работающих с простыми домашними дипольными антеннами. Кроме того, эта система помехоустойчивого кодирования должна снизить коэффициент цифровых ошибок на выходе демодулятора с 10-1 ...10-2 до уровня 2 x 10-4, что необходимо для нормальной работы указанной выше унифицированной внешней системы кодозащиты модема OFDM. Для повышения помехоустойчивости цифровой поток с выхода внешней системы кодозащиты модулятора проходит сверточное кодирование. Необходимо отметить, что заимствованный из системы цифрового спутникового вещания сверточный код не является полностью оптимальным для условий приема демодулятора OFDM. По этой причине при разработке стандарта предлагались и другие коды. Однако сравнительные оценки корректирующих способностей различных кодов и такие же оценки стоимости создания новых технологий и специализированных интегральных схем для реализации новых методов кодирования показали целесообразность унификации и стандартизации сверточного кодирования для эфирного и спутникового вещания, что и было сделано в стандарте. Дальнейшая обработка данных при внутреннем кодировании вводится для защиты от селективных замираний несущих группового спектра OFDM, для чего производится побитное и побайтовое перемежение данных с тем, чтобы соседние биты и байты не передавались на соседних несущих. Эти процедуры описаны в стандарте соответствующими алгоритмами, на основании которых аппаратно-прогр [ Все статьи ]
|
||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||
